Dispozitive şi aparate de măsură specifice domeniului microundelor
1.1 Generatoare de microunde
Oricare ar fi frecvenţa, un oscilator electromagnetic conţine, în esenţă, aceleaşi părţi componente principale:
- un element activ (tub cu vid, diodă cu rezistenţă negativă, tranzistor etc.), capabil să amplifice semnalele;
- o reţea de reacţie, care readuce la intrarea elementului amplificator o parte din energia semnalului de la ieşire;
- un element rezonant - eventual cu frecvenţă de rezonanţă variabilă - care introduce în bucla de reacţie un defazaj dependent de frecvenţă, astfel încât faza semnalului de reacţie este cea corectă numai la o singură frecvenţă, care astfel devine frecvenţa de oscilaţie a oscilatorului.
La frecvenţele "clasice", mai joase (sub 1 GHz), există o mare varietate de scheme posibile de oscilator. În general toate aceste scheme folosesc drept element activ un tranzistor sau un tub electronic cu vid, dar diferă între ele prin tipul de conexiune al elementului activ (BC, EC sau CC în cazul tranzistorului), precum şi prin structura circuitului de reacţie utilizat (priză capacitivă la oscilatoarele Colpitts, priză inductivă la oscilatoarele Hartley etc.).
Oscilatoarele de microunde ar putea avea structuri similare, dar creşterea frecvenţei lor de oscilaţie este întotdeauna limitată. Principalele probleme specifice care apar la utilizarea elementelor active clasice la frecvenţe foarte înalte sunt:
- prezenţa elementelor reactive parazite, în special capacităţile parazite dintre electrozii elementului activ, dar şi inductanţele parazite ale conexiunilor;
- timpul de tranzit al purtătorilor de sarcină, care la frecvenţe foarte înalte devine comparabil cu perioada semnalului, producând astfel o reducere drastică a amplificării elementului activ.
Pentru a reduce influenţa elementelor reactive parazite au fost realizate dispozitive cu construcţii speciale, la care elementele reactive sunt reduse la minimum. Influenţa elementelor reactive parazite poate fi diminuată şi mai mult prin includerea lor direct în elementele rezonante, aşa cum se întâmplă la aşa-numitul "tub far" (fig.1.1).
Pentru a reduce efectul timpului de tranzit al purtătorilor de sarcină, soluţia este reducerea dimensiunilor fizice ale dispozitivelor, astfel încât distanţele de parcurs să fie cât mai mici. Din acest motiv tranzistoarele de microunde au lăţimi ale bazelor foarte reduse, de ordinul unor fracţiuni de micron. Evident, realizarea unor astfel de tranzistoare de microunde presupune o tehnologie corespunzătoare, extrem de performantă.
Fig. 1.1 Tub "far" pentru frecvenţe înalte.
|
În tuburile electronice speciale de microunde cum ar fi klistronul, magnetronul, tubul cu undă progresivă etc., problema timpului de tranzit al purtătorilor de sarcină este complet eliminată, deoarece acest timp este inclus în însuşi principiul de funcţionare al dispozitivului respectiv. De altfel, la majoritatea oscilatoarelor de microunde realizate cu astfel de tuburi speciale apare şi o întrepătrundere a funcţiilor de amplificare, de reacţie, de stabilire a frecvenţei, astfel încât deşi aceste oscilatoare conţin toate elementele clasice, ele trebuiesc analizate ca un tot unitar (v. cursul de Microunde).
Magnetronul este un tub oscilator de microunde special, destinat obţinerii unor puteri mari, în condiţiile unui randament bun.
Oscilatoarele de microunde pot fi realizate şi cu diode speciale cum ar fi dioda tunel, dioda Gunn, dioda IMPATT, dioda TRAPATT etc.
Fig. 1.2 Rezonator "fluturaş".
|
Pe lângă aspectele specifice ale elementului activ, oscilatoarele de microunde se deosebesc de oscilatoarele "clasice" şi prin alte aspecte, referitoare la elementele pasive care intră în componenţa lor. La frecvenţe nu prea înalte, elementele rezonante pot avea fie o structură concentrată (LC), fie una distribuită (tronsoane de linii terminate în scurtcircuit). Un tip mai deosebit de rezonator - având o structură semiconcentrată - este prezentat în figura 1.2; acest tip de rezonator "fluturaş" este folosit atât în oscilatoare cât şi în frecvenţmetre.
La frecvenţe mai înalte, elementul rezonant care stabilizează frecvenţa de rezonanţă se prezintă de regulă sub forma unui rezonator de volum: cavitate rezonantă sau rezonator de dielectric.
În oscilatoarele cu frecvenţă variabilă (sweeper) în bucla de reacţie a amplificatorului se folosesc de regulă filtre YIG (yttrium-iron-garnet), deoarece frecvenţa de rezonanţă a unei sfere de YIG situată într-un câmp magnetic de polarizare H0 poate fi modificată prin modificarea valorii câmpului de polarizare[1].
Variaţii mult mai mici ale frecvenţei de oscilaţie pot fi obţinute şi prin utilizarea unei diode varactor care, prin valoarea capacităţii sale - capacitate dependentă de tensiunea continuă de polarizare inversă aplicată diodei - poate influenţa frecvenţa de rezonanţă a unui rezonator. Variaţiile de frecvenţă ce pot fi obţinute cu ajutorul varactoarelor sunt însă limitate de regulă la câteva procente din frecvenţa centrală, iar variaţia frecvenţei cu tensiunea de polarizare este, în general, neliniară.
În cazul folosirii oscilatoarelor ca generatoare de semnal pentru măsurări, un aspect deosebit de important este calibrarea nivelului de ieşire al generatorului. Într-adevăr, un generator folosit în măsurări trebuie să aibă un nivel de ieşire cunoscut şi reglabil, nivel care să nu se modifice la schimbarea sarcinii sau a frecvenţei de lucru. În general, indiferent de tipul de oscilator utilizat, sursa nu poate satisface de la sine toate aceste cerinţe. Soluţia problemei constă în utilizarea unui sistem de control automat al nivelului de ieşire ALC (automatic level control).
Sistemul de control automat al nivelului constă în menţinerea automată a nivelului dorit al undei emergente din generator, fără ca acesta să fie influenţat de sarcină sau de modificarea frecvenţei de lucru. Elementele componente esenţiale ale sistemului sunt un atenuator comandat electric şi un circuit de sesizare a amplitudinii undei emergente (fig.1.3). Atenuatorul variabil, comandat electric, este realizat cu diode PIN[2]. Circuitul de separare a unui semnal proporţional numai cu unda emergentă din sistem poate fi realizat cu un cuplor directiv sau cu un divizor de putere cu două rezistenţe (power splitter). Se ştie (v.cursul de Microunde) că la un astfel de divizor cele două unde de ieşire sunt egale între ele, indiferent de sarcinile conectate la porţi. Detectorul de amplitudine este de regulă un detector cu diodă, iar amplificatorul operaţional permite fixarea nivelului dorit la ieşire prin simpla modificare a unei tensiuni de referinţă.
Utilizarea unui power splitter în sistemul ALC implică - în comparaţie cu posibila folosire a unui cuplor directiv - o reducere suplimentară cu cca. 3 dB a puterii de la ieşirea generatorului calibrat, dar în general este preferat totuşi power splitter-ul deoarece acesta are o bandă de lucru mult mai largă decât banda unui cuplor directiv.
Fig. 1.3 Sistem de control automat al nivelului la ieşirea unui generator de microunde.
|
Generatorul prevăzut cu un sistem ALC are şi calitatea de a fi foarte bine adaptat, adică de a prezenta un coeficient de reflexie foarte mic. Într-adevăr, dacă câştigul buclei de reacţie din sistemul ALC tinde la infinit atunci o eventuală undă venită dinspre sarcină care ajunge la generatorul propriu-zis şi se reflectă pe acesta are un efect similar cu o mică variaţie a nivelului undei a0 emise din generator, efect ce este imediat compensat de sistemul ALC. Deci o eventuală undă incidentă pe generatorul dotat cu ALC este complet absorbită în interiorul sistemului, ceea ce este echivalent cu o valoare nulă a coeficientului de reflexie al ansamblului:
.
Fig. 1.4 Determinarea atenuării de inserţie a unui diport.
a - calibrare; b - măsurarea diportului. |
Coeficientul de reflexie al unui generator joacă un rol important în orice operaţie de măsurare. Pentru exemplificare se poate considera măsurarea unei atenuări de inserţie, măsurare care presupune determinarea puterii disipate într-o sarcină (detector), în două situaţii: întâi conectând direct sursa la detector (calibrare), apoi intercalând între sursă şi detector diportul de măsurat (DDM, în fig.1.4) şi, în final, compararea valorilor puterilor astfel obţinute. Dacă generatorul are un coeficient de reflexie GG şi emite din interiorul său o undă aG, diportul este descris prin matricea lui de repartiţie S, iar detectorul are un coeficient de reflexie GD, atunci pentru puterile măsurate în cele două situaţii rezultă expresiile:
, (1.1)
. (1.2)
Din împărţirea lor se obţine atenuarea de inserţie măsurată, Amas:
.
Valoarea reală a atenuării de inserţie, valoare care ar putea fi măsurată dacă s-ar dispune de un generator şi de un detector ideale având GG = 0, GD = 0, este:
,
Comparând acest rezultat cu cel precedent rezultă relaţia:
. (1.3)
Se constată că intervin aici - cu roluri similare, la fel de importante - ambii coeficienţi de reflexie, atât al sarcinii cât şi al generatorului.
În practică, de regulă sunt cunoscute doar modulele coeficienţilor de reflexie GG şi GD (această informaţie fiind dată sub forma valorii numerice a raportului de undă staţionară corespunzător, s = (1 +½G½)/(1 -½G½), în timp ce fazele din expresia de mai sus - care, de altfel, depind şi de lungimile elementelor de interconectare - nu sunt cunoscute exact. În această situaţie operaţia de măsurare este afectată de o anumită incertitudine, reprezentată prin intervalul între valoarea maximă posibilă şi valoarea minimă posibilă a expresiei de mai sus. Incertitudinea măsurării creşte o dată cu creşterea modulelor coeficienţilor de reflexie GG şi GD.
În cazurile în care valorile coeficienţilor de reflexie ai generatorului şi detectorului conduc la incertitudini inacceptabile ale rezultatelor măsurării, este posibilă o îmbunătăţire a situaţiei prin adăugarea unor izolatoare la intrarea în detector, respectiv la ieşirea din generator. Un izolator ideal ar conduce la anularea coeficientului de reflexie respectiv, în timp ce un izolator real - chiar dacă este imperfect - poate totuşi să producă o importantă diminuare a valorii acestuia.
1.2 Indicatoare de nivel al semnalului
Prezenţa şi nivelul semnalelor de microunde pot fi constatate cu ajutorul unor detectoare de microunde. Detectoarele de microunde funcţionează pe acelaşi principiu ca şi detectoarele de amplitudine cu diodă clasice, folosite la frecvenţe mai joase. Diodele care se utilizează în detectoarele de microunde trebuie însă să fie foarte rapide, cu elemente parazite cât mai mici. Cel mai des sunt utilizate în această funcţie diodele Schottky, care satisfac cerinţele respective[3].
Spre deosebire de majoritatea detectoarelor de amplitudine clasice, detectoarele de microunde lucrează însă de regulă la nivele foarte mici ale semnalelor aplicate, astfel încât răspunsul lor nu este liniar ci pătratic (v.cursul de Microunde):
, (1.4)
unde kdet este o constantă a detectorului. De acest lucru trebuie să se ţină seama la interpretarea corectă a semnalelor obţinute prin detecţie.
Un detector ideal ar trebui să fie perfect adaptat în toată banda de frecvenţe în care urmează să fie folosit. În practică acest lucru nu este posibil, astfel încât detectoarele reale de microunde au un coeficient de reflexie GD, care însă trebuie să fie cât mai mic[4].
Detectoarele de microunde pot fi folosite în mai multe feluri:
- ca simple indicatoare ale prezenţei microundelor;
- la măsurarea nivelelor relative ale unor semnale. În acest caz, trebuie să se ţină seama de caracteristica de detecţie a detectorului. Aşa cum s-a mai spus, dacă semnalele aplicate diodei sunt foarte mici (nedepăşind câţiva milivolţi), atunci indiferent de tipul diodei folosite caracteristica detectorului este pătratică;
- la măsurarea puterii prin metode de comparaţie. În acest caz adaptarea detectorului este o cerinţă esenţială.
1.3 Dispozitive şi componente specifice măsurărilor în domeniul microundelor
1.3.1 Terminaţii în scurtcircuit, sarcini adaptate
În sistemele de măsurări în microunde se folosesc adesea linii sau ghiduri terminate în scurtcircuit. De multe ori scurtcircuitul trebuie să fie deplasabil în lungul ghidului, pentru a permite reglajul lungimii liniei. Deoarece un piston mobil nu poate asigura un contact perfect cu ghidul, de regulă scurtcircuitele deplasabile au anumite construcţii speciale cum ar fi cele schiţate în figura 1.5. Ideea de bază a acestor soluţii constructive constă în plasarea "contactului" acolo unde curenţii superficiali din ghid sunt nuli, astfel încât contactul galvanic al pistonului cu pereţii de fapt nu mai este necesar.
Fig. 1.5 Construcţia unor scurtcircuite deplasabile, în ghiduri de undă.
|
Pentru un cablu coaxial, sarcina adaptată este o rezistenţă de valoare egală cu impedanţa caracteristică a cablului. În aplicaţiile nepretenţioase sarcina adaptată poate fi chiar o rezistenţă obişnuită, cu terminale cât mai scurte pentru a se reduce efectele reactive parazite. Rezultate mult mai bune se obţin însă utilizând "pastile" rezistive cu simetrie circulară special confecţionate, având dimensiunile cablului.
Fig. 1.6 Sarcină adaptată, în ghid de undă.
|
La ghidurile tubulare sarcina adaptată este o terminaţie care trebuie să aibă un coeficient de reflexie nul, adică să absoarbă complet orice undă incidentă, în toată banda de frecvenţe pentru care a fost construită. Sarcina adaptată în ghiduri poate avea forme diverse. Evident, sarcina adaptată conţine materiale cu pierderi cât mai mari, iar forma sarcinii trebuie să asigure evitarea reflexiilor care ar putea să apară chiar la intrarea în sarcină. De regulă, sarcina adaptată se prezintă sub forma unei depuneri rezistive care ocupă parţial interiorul ghidului (fig.1.6).
Unele dispozitive specifice măsurărilor în domeniul microundelor au principii de funcţionare bazate pe transformări ale polarizaţiei undelor care se propagă prin ghiduri. Practic, aceasta se poate întâmpla numai în spaţiul liber sau în ghidul circular, unde simetria circulară a ghidului permite propagarea unor moduri cu diferite tipuri şi direcţii de polarizaţie.
Transformatoarele de polarizaţie sunt alcătuite din porţiuni de ghid prin care se propagă simultan două moduri de bază ortogonale, cu viteze de fază uşor diferite între ele. În decursul propagării între cele două unde apare un defazaj diferenţial, defazaj care creşte proporţional cu distanţa parcursă.
Practic, dispozitivele cu defazaj diferenţial sunt realizate în ghiduri circular. Modul dominant de propagare într-un ghid circular este modul H11, mod care, datorită simetriei circulare a ghidului, poate avea orice direcţie a polarizării. Însumarea - în anumite proporţii - a două unde de bază, cu polarizări perpendiculare între ele, poate genera orice tip de polarizare (liniară, eliptică, circulară). Într-un ghid circular perfect cele două moduri de bază au viteze de fază identice, deci polarizaţia undei nu se modifică în cursul propagării lor prin ghid. O mică perturbare a structurii ghidului poate avea însă drept efect apariţia unei mici diferenţe între vitezele de propagare ale celor două moduri de bază. De exemplu, introducerea unei plăci dielectrice longitudinale subţiri în planul diametral al ghidului nu afectează în aceeaşi măsură cele două moduri H11 din ghid: viteza de fază a undei polarizate (electric) paralel cu placa scade mai mult decât viteza undei polarizate perpendiculară pe placă[5]. Un efect asemănător poate fi obţinut printr-o mică ovalizare a ghidului sau prin introducerea unei "nervuri" metalice longitudinale în interiorul ghidului etc. În toate aceste situaţii, diferenţa dintre vitezele de propagare ale celor două unde de bază - polarizate paralel şi perpendicular faţă de perturbaţia introdusă în ghid - are drept consecinţă apariţia unui defazaj diferenţial între cele două unde, defazaj care creşte proporţional cu distanţa parcursă în ghid.
Un element component de bază, prezent în structura multor dispozitive de transformare a polarizaţiei microundelor, este dispozitivul care are proprietăţi similare cu aşa-numita "placă l/4" folosită în optică. Transformatorul de polarizaţie de tip l/4 este un dispozitiv cu defazaj diferenţial, având lungimea astfel calculată încât defazajul diferenţial între intrare şi ieşire să fie de p/2 radiani. În acest caz situaţia se prezintă ca şi cum drumul parcurs prin dispozitiv de una dintre cele două unde ar fi cu l/4 mai lung decât drumul parcurs de cealaltă undă. Dispozitivul l/4 este utilizat la transformarea unei polarizaţii liniare într-o polarizaţie circulară, sau invers. Într-adevăr, dacă la intrarea în dispozitiv se aplică o undă polarizată liniar pe o direcţie făcând un unghi de 450 cu placa, această undă incidentă poate fi privită ca o sumă de două unde cu amplitudini egale şi în fază - una cu polarizaţie paralelă, cealaltă cu polarizaţie perpendiculară pe placă. La ieşirea din dispozitiv amplitudinile celor două unde vor fi tot egale între ele, dar undele vor fi în cuadratură, situaţie în care suma lor reprezintă o undă polarizată circular. Reciproc, dacă la intrarea dispozitivului se aplică o undă cu polarizaţie circulară, la ieşirea lui se obţine o undă polarizată liniar, pe o direcţie situată la 450 faţă de placa de dielectric.
Dacă lungimea unui defazor diferenţial este astfel aleasă încât defazajul diferenţial obţinut între intrare şi ieşire să fie de p radiani, se obţine un transformator de polarizaţie cu proprietăţi similare cu placa l/2 din optică. Cele mai multe aplicaţii ale acestui dispozitiv se bazează pe proprietatea lui de a inversa sensul de rotaţie al unei unde polarizate circular
De regulă, transformatoarele de polarizaţie de tip l/4 sau de tip l/2 sunt realizate practic cu ajutorul unor plăci de dielectric, deoarece această variantă de perturbare a ghidului circular permite menţinerea relativ constantă a defazajului diferenţial dorit pe o plajă mai mare de frecvenţe, deci obţinerea unor dispozitive cu bandă de lucru mai largă.
Atenuatoare
Atenuatoarele sunt diporţi reciproci care realizează o anumită atenuare a amplitudinii undelor. Un atenuator ideal este perfect adaptat la ambele porţi.
Fig. 1.7 Atenuator compus din trei rezistenţe.
|
Atenuatoarele pot fi fixe sau variabile. Atenuatoarele variabile sunt comandate prin comandă mecanică, sau prin comandă electrică. Atenuatoarele comandate electric pot fi utilizate şi ca modulatoare de amplitudine; de regulă în domeniul microundelor aceste atenuatoare sunt realizate cu diode PIN. Soluţiile de realizare constructivă a atenuatoarelor diferă foarte mult în funcţie de structura ghidului.
De exemplu, în cablurile coaxiale, la frecvenţe nu prea ridicate, se folosesc în mod curent atenuatoarele fixe compuse din câte trei rezistenţe alcătuind o schemă în T (fig.1.7). Rezistenţele din schemă pot fi determinate în funcţie de atenuarea necesară:
Fig. 1.8 Realizarea rezistenţelor componente ale unui atenuator în T, în cablul coaxial.
|
(1.5)
unde A este atenuarea (în tensiune), iar Z0 este impedanţa caracteristică a cablului coaxial. Rezistenţele respective pot fi realizate sub forma unor elemente rezistive de volum, în genul celor din figura 1.8.
Fig. 1.9 Atenuator cu placă subţire rezistivă, în cablu coaxial.
|
În construcţia atenuatoarelor coaxiale, în special la frecvenţe foarte înalte, este uneori folosită o linie cu pierderi foarte mari. O astfel de linie poate fi realizată dintr-un cablu coaxial în care, pe o anumită porţiune, conductorul central a fost înlocuit printr-o peliculă diametrală subţire, rezistivă (fig.1.9).
Dacă pelicula rezistivă introdusă în cablul coaxial este omogenă, are grosimea w şi este făcută dintr-un material cu conductivitatea r, atunci atenuarea pe unitatea de lungime a cablului este:
. (1.6)
Se observă că atenuarea liniei nu depinde de rezistivitatea materialului plăcii, în consecinţă atenuatoarele de acest tip nu sunt afectate de variaţiile de temperatură.
Printr-o conectare-deconectare mecanică a unor atenuatoare fixe de diverse valori se pot obţine atenuatoarele variabile cu o variaţie în trepte a atenuării.
Fig. 1.10 Atenuator variabil în cablu coaxial, cu ghid circular sub frecvenţa de tăiere.
|
Atenuatoarele variabile cu o variaţie continuă a atenuării pot fi realizate prin utilizarea unor porţiuni de ghid lucrând sub frecvenţa de tăiere. Dacă w < wC, atunci constanta de atenuare este reală şi are expresia:
, (1.7)
aproximaţia fiind acceptabilă atunci când w <<wC. În acest caz, atenuarea pe unitatea de lungime a ghidului este practic independentă de frecvenţă. În figura 1.10 este prezentat un atenuator în cablu coaxial, realizat dintr-o porţiune de ghid circular sub frecvenţa lui de tăiere.
Fig. 1.11 Atenuator variabil în ghid, cu placă absorbantă.
|
Atenuatoarele variabile în ghid dreptunghiular sunt realizate de regulă sub forma unor plăci absorbante, a căror poziţie în secţiunea transversală a ghidului poate fi modificată mecanic (fig.1.11). Prin deplasarea plăcii absorbante variază atenuarea dispozitivului: atenuarea creşte atunci când placa se află într-o zonă în care câmpul electric din interiorul ghidului este mai intens. Într-un ghid dreptunghiular, ţinând seama de distribuţia câmpului electric pentru unda H10, atenuarea va fi maximă atunci când placa este adusă în centrul secţiunii şi va fi foarte mică atunci când placa este lângă peretele lateral.
Fig. 1.12 Atenuator variabil rotativ.
|
Un atenuator variabil de precizie mult mai bună este atenuatorul rotativ[6] în ghid circular din figura 1.12. Funcţionarea lui se bazează pe faptul că plăcile absorbante introduse în ghid absorb componentele câmpului electric care au o polarizaţie paralelă cu ele, dar nu afectează propagarea componentelor cu polarizaţie electrică perpendiculară. Unda incidentă este presupusă a avea o polarizaţie verticală, situaţie în care la ieşirea din dispozitiv se obţine tot o undă cu polarizaţie verticală, dar cu o amplitudine mai mică. Dacă plăcile respective absorb complet polarizaţia paralelă, atunci atenuarea dispozitivului are expresia:
, (1.8)
unde a este unghiul de rotaţie al secţiunii centrale a dispozitivului. La acest dispozitiv atenuarea este complet independentă de frecvenţă, teoretic cel puţin, iar expresia matematică simplă de mai sus a atenuării facilitează şi problema calibrării lui.
Atenuatoarele variabile comandate electric sunt folosite în sistemele de control automat al nivelului de microunde sau pentru alte funcţii cum ar fi, de pildă, realizarea unei modulaţii de amplitudine a semnalului. Aceste atenuatoare utilizează drept rezistenţe variabile diodele PIN, comandate prin curentul de polarizare. De regulă schema unui atenuator cuprinde mai multe astfel de diode, conectate în serie sau în paralel pe linie sau ghid, astfel încât prin variaţia tensiunii de comandă a dispozitivului să se obţină o variaţie cât mai mare a atenuării sale de inserţie. Valorile uzuale ale atenuării unui astfel de dispozitiv pot varia între o valoare minimă de ordinul 1 dB şi o valoare maximă care depinde de structura circuitului şi care poate atinge 30 ¸ 80 dB. Pentru aplicaţiile din domeniul măsurărilor este foarte importantă şi stabilitatea atenuării, care poate fi afectată în special de variaţiile de temperatură ale mediului ambiant. La unele tipuri de atenuatoare cu diode PIN pentru o bună stabilitate termică se recomandă utilizarea unei surse de polarizare având o anumită rezistenţă internă, deoarece în general efectele termice la comanda în tensiune sunt de sens contrar celor ce apar la comanda în curent, astfel încât prin alegerea unei surse cu o anumită rezistenţă internă se poate obţine compensarea acestor efecte şi, în consecinţă, o bună stabilitate termică.
Defazoare
Defazoarele sunt dispozitive care permit realizarea unui anumit defazaj între intrarea şi ieşirea unui diport, sau între două semnale de la ieşirile unui dispozitiv cu mai multe porţi. Ca orice dispozitiv de microunde, defazorul ideal trebuie să aibă toate porţile adaptate. În majoritatea aplicaţiilor se urmăreşte obţinerea unui defazaj - fix sau reglabil - care să rămână constant într-o bandă cât mai mare de frecvenţe.
Orice tronson de linie poate fi considerat drept un circuit defazor, deoarece semnalul de la ieşirea lui este defazat faţă de semnalul de intrare cu f = bl radiani. Acest defazaj depinde însă de frecvenţă[7], prin urmare liniile sunt defazoare de bandă îngustă. O porţiune de linie de lungime variabilă (linie "telescopică") este folosită uneori drept defazor variabil de bandă îngustă.
Fig. 1.13 Defazor variabil cu placă de dielectric în ghid dreptunghiular.
|
Un defazor variabil de bandă largă în ghid dreptunghiular este prezentat în figura 1.13. Prezenţa plăcii de dielectric în interiorul ghidului produce o scădere a vitezei de fază a undei, faţă de ghidul dreptunghiular original. Defazajul dispozitivului poate fi modificat prin modificarea poziţiei plăcii de dielectric în interiorul ghidului.
Fig. 1.14 Defazor de precizie cu plăci dielectrice, în ghid circular.
|
Structura unui defazor de precizie în ghidul circular[8] este prezentată în figura 1.14. Defazorul este compus din două transformatoare de polarizaţie de tip l/4, având între ele un transformator de polarizaţie de tip l/2. Dacă la intrarea ansamblului se aplică o undă H11 având o polarizaţie liniară după o direcţie situată la 450 faţă de placă, atunci la ieşirea din prima secţiune polarizaţia undei devine circulară. În aceste condiţii, la ieşirea din secţiunea centrală se obţine o tot o undă polarizată circular, dar având un sens de rotaţie inversat. În fine, această undă este "recuperată" de către ultima secţiune a defazorului, fiind transformată la loc într-o undă polarizată liniar, având direcţia de polarizaţie iniţială. Defazajul între semnalele de la intrare şi ieşire depinde de poziţia porţiunii centrale a dispozitivului. O rotire a secţiunii centrale cu un unghi a produce o modificare a defazajului cu 2a. Relaţia simplă şi independentă de frecvenţă între poziţia secţiunii centrale a dispozitivului şi defazajul realizat permite o calibrare foarte precisă a defazorului considerat.
Cuploare directive
Cuploarele directive sunt dispozitive pasive, reciproce, nedisipative, cu patru porţi, cu anumite proprietăţi specifice. Datorită proprietăţilor lor, cuploarele directive au multe aplicaţii în sistemele de măsurări în microunde.
Fig. 1.15 Cuplorul directiv ideal.
|
Un cuplor directiv ideal este total adaptat şi are S13 = 0, S24 = 0 (fig.1.15). În aceste condiţii, un semnal aplicat la poarta 1 se transmite către porţile 2 şi 4 dar nu se transmite către poarta 3; se spune că poarta 3 este izolată faţă de poarta 1. De asemenea, un semnal aplicat la poarta 2 se va transmite către porţile 1 şi 3 dar nu se va transmite către poarta 4, care este izolată faţă de poarta 2.
Dacă se consideră că porţile 1 şi 2 fac parte dintr-un "ghid principal" în care există atât o undă directă cât şi o undă inversă, se constată că la poarta 4 apare un semnal proporţional numai cu unda directă, iar la poarta 3 apare un semnal proporţional numai cu unda inversă din ghidul principal. Această posibilitate de a "separa" unda directă de unda inversă este foarte utilă în aparatura de măsură, dar şi în alte aplicaţii.
Prin definiţie, atenuarea de cuplaj între două porţi ale unui cuplor directiv este atenuarea puterii între porţile respective atunci când toate porţile multiportului sunt terminate adaptat, iar cuplajul între porţi este inversul atenuării de cuplaj:
.
La un cuplor ideal, atenuarea de cuplaj dintre porţile 2 şi 3 este aceeaşi cu atenuarea de cuplaj dintre porţile 1 şi 4. Ţinând cont de caracterul nedisipativ al cuplorului, toate aspectele referitoare la circulaţia puterii între diferitele porţi ale unui cuplor directiv ideal (toate modulele parametrilor S) pot fi determinate din valoarea atenuării de cuplaj. De pildă, dacă se cunoaşte atenuarea de cuplaj dintre porţile 1 şi 4, atunci celelalte atenuări de cuplaj se obţin din relaţiile:
(1.9)
În privinţa defazajelor dintre semnalele de ieşire, în cazul uzual al cuploarelor care au un plan de simetrie pot exista doar două situaţii distincte:
- pentru un anumit tip de simetrie, în care f12 = f34, f23 = f14, se obţine:
, (1.10.a)
acest tip de cuplor numindu-se cuplor în cuadratură, Q ;
- pentru un alt tip de simetrie, în care f34 = f12, f23 = f14 ± 1800, rezultă:
, (1.10.b)
acest tip de cuplor fiind numit cuplor diferenţial, D.
Oricare ar fi varianta de realizare practică, la un cuplor real nu pot fi obţinute performanţele cuplorului ideal. Practic nu pot fi obţinute nici adaptări perfecte ale porţilor, nici izolări perfecte între porţi. Diferitele tipuri de cuploare directive reale se deosebesc între ele şi prin măsura în care comportamentul lor se apropie de acela al unui cuplor ideal. De asemenea, în practică are o mare importanţă banda de frecvenţe în care performanţele cuplorului se menţin la un nivel acceptabil: cu cât banda este mai largă, cu atât aplicaţiile în care cuplorul poate fi folosit sunt mai numeroase. Caracterizarea unui cuplor real presupune deci - pe lângă specificarea valorii nominale a atenuării de cuplaj - încă o serie de informaţii suplimentare, referitoare la imperfecţiunile lui.
Pentru comoditate, la un cuplor se folosesc denumirile de poartă de transmisie (pentru poarta care este cel mai strâns cuplată cu poarta de intrare), poartă izolată (pentru poarta care este cel mai slab cuplată cu poarta de intrare), şi, respectiv, poartă cuplată, pentru poarta care a mai rămas în discuţie; evident, toate aceste denumiri sunt relative la o anumită poartă, considerată în acel moment drept poartă de intrare. Dacă se notează cu 1 poarta de intrare, cu 2 poarta de transmisie, cu 3 poarta izolată şi cu 4 poarta cuplată, atunci:
- Atenuarea de cuplaj AC a cuplorului este atenuarea puterii între porţile 1 şi 4, atunci când toate porţile sunt terminate adaptat:
.
Dacă reflexia de la poarta de intrare este foarte mică, atunci b1 @ 0 şi rezultă:
. (1.11)
După mărimea cuplajului, cuploarele pot fi împărţite în cuploare de măsură şi cuploare divizoare de putere. Sunt considerate drept cuploare de măsură cele care au o atenuare de cuplaj mai mare decât 10 dB astfel încât, în cazul lor, puterea emergentă la poarta de transmisie 2 poate fi considerată practic egală cu puterea incidentă.
- Directivitatea D a unui cuplor real este raportul dintre puterile emergente la poarta cuplată şi la poarta izolată, în situaţia când toate porţile sunt terminate adaptat:
. (1.12)
Directivitatea unui cuplor descrie o imperfecţiune a lui. La cuploarele folosite în sistemele de măsură, valoarea directivităţii lor este extrem de importantă. Cuploarele ideale au o directivitate infinită.
- Banda de frecvenţe B a cuplorului este intervalul de frecvenţe în care performanţele lui rămân acceptabile. Un cuplor este cu atât mai util cu cât banda lui este mai largă. Banda cuplorului poate fi definită folosind diverse criterii cum ar fi condiţia ca directivitatea lui să nu scadă sub o limită prescrisă, sau ca variaţiile cuplajului să nu depăşească nişte limite impuse etc. Dată fiind varietatea definiţiilor posibile, o valoare numerică pentru banda unui cuplor trebuie să fie întotdeauna însoţită de precizarea definiţiei utilizate.
Fig. 1.18 Cuplor cu două linii microstrip simetrice, cuplate.
|
Fig. 1.16 Cuplor directiv cu tronsoane de cuplaj de lungime l/4, cu linii microstrip.
|
Fig. 1.17 Cuplor în inel, cu linii microstrip.
|
Fig. 1.19 Cuplor Lange cu patru braţe, în tehnologie microstrip.
|
În figurile 1.16 şi 1.17 sunt reprezentate două tipuri de cuploare de bandă îngustă, realizate în tehnologie microstrip. La cuplorul din fig.1.16 între cele două semnale de ieşire la frecvenţa nominală există un defazaj de 900, deci acest cuplor este de tip cuadratură, Q. Cuplorul în inel din figura 1.17 este de tipul diferenţial, D.
Fig. 1.20 Cuplorul cu fantă cruce, între ghiduri dreptunghiulare perpendiculare.
|
În figurile 1.18 şi 1.19 sunt reprezentate două cuploare de bandă largă. La cuploarele cu linii cuplate din figurile 18 şi 19 între semnalele de ieşire există un defazaj de 900, prin urmare şi ele sunt cuploare în cuadratură, Q.
Deoarece semnalul se propagă pe linia cuplată în sens invers, către poarta 3 (v.fig.1.18), se spune că acest cuplor este contradirectiv.
Fig. 1.21 Cuplor directiv cu mai multe fante.
|
În ghidurile de undă se folosesc cuploarele directive cu fante. În figura 1.20 este prezentat un cuplor directiv cu fantă cruce între două ghiduri dreptunghiulare perpendiculare, iar în figura 1.21 este prezentat un cuplor cu mai multe fante, între două ghiduri dreptunghiulare paralele[9].
Cuploarele cu fante sunt tot de tipul în cuadratură, Q.
Divizoare de putere
În numeroase sisteme de măsură puterea trebuie împărţită între un canal de măsură şi un canal de referinţă. Un divizor ideal trebuie să aibă porţile adaptate, iar porţile de ieşire trebuie să fie izolate între ele, iar aceste proprietăţi trebuie să se menţină într-o bandă cât mai largă de frecvenţe.
În sistemele de măsură la divizarea puterii de microunde este folosit aşa-numitul power splitter (sau divizor de putere cu două rezistenţe, fig.1.22). Deşi acest divizor nu are porţile de ieşire izolate între ele, el are proprietatea remarcabilă că deşi nivelul undelor emergente din porţile lui de ieşire depinde într-o măsură oarecare de terminaţiile de la porţi, cele două unde emergente sunt mereu egale între ele, indiferent de terminaţii. Această proprietate face ca divizorul de putere cu două rezistenţe să fie folosit în cazurile în care este necesară doar o măsurare relativă a unor nivele de semnal, de pildă o măsurare a unui semnal, în raport cu un nivel de referinţă. De asemenea, divizorul de acest tip este folosit în sistemele de control automat al nivelului de ieşire al generatoarelor de microunde (ALC). Divizorul de putere cu două rezistenţe are o bandă de lucru foarte largă, limitată practic doar de elementele reactive parazite ale circuitului.
Fig. 1.23 Divizorul Wilkinson.
|
Fig. 1.22 Divizor de putere cu două rezistenţe (power splitter).
|
Un circuit cu proprietăţi mai apropiate de cele ale divizorului ideal este aşa-numitul divizor de putere Wilkinson (fig.1.23). Divizorul Wilkinson este compus din două tronsoane de linie de lungime l/4 având o aceeaşi impedanţă caracteristică 
şi dintr-o rezistenţă concentrată R = 2Z0, conectată între porţile de ieşire. Inconvenientul major al divizorului Wilkinson este banda lui îngustă. Pe acelaşi principiu de funcţionare pot fi obţinute şi alte divizoare, având o bandă ceva mai largă folosind circuite similare, puţin mai complicate.
şi dintr-o rezistenţă concentrată R = 2Z0, conectată între porţile de ieşire. Inconvenientul major al divizorului Wilkinson este banda lui îngustă. Pe acelaşi principiu de funcţionare pot fi obţinute şi alte divizoare, având o bandă ceva mai largă folosind circuite similare, puţin mai complicate.
Atât la divizorul Wilkinson cât şi la variantele lui, semnalele de la cele două ieşiri sunt în fază.
[1] ) Frecvenţa de rezonanţă a unui filtru YIG variază liniar cu H0 pe o plajă foarte largă de valori, putând atinge câteva decade. Generând H0 cu un solenoid se obţine un dispozitiv de bandă largă, cu comandă liniară în curent.
[2] ) Pentru semnalul de microunde, diodele PIN se comportă ca nişte rezistenţe comandate electric: în starea deschis dioda prezintă o rezistenţă mică, de ordinul ohmilor, iar în starea de polarizare inversă o rezistenţă mare, de ordinul kiloohmilor.
[3] ) O variantă de diode Schottky mult folosită în detectoarele de microunde este aşa numita diodă "low barrier", care prezintă şi avantajul unei caracteristici cu deschiderea curentului la valori mult mai mici ale tensiunii aplicate decât cele clasice. Acest tip de diodă poate detecta şi semnalele cu amplitudini foarte mici, fără o polarizare continuă aplicată din exterior.
[4] ) De fapt detectorul este un element de circuit neliniar, astfel încât - riguros vorbind - coeficientul lui de reflexie poate să depindă şi de amplitudinea semnalului.
[5]) Efectul mai puternic al prezenţei plăcii de dielectric asupra undei cu polarizaţie electrică paralelă cu placa poate fi explicat prin faptul că în zona în care a fost introdusă placa această undă are un câmp electric mai intens decât unda cu polarizaţie perpendiculară.
[6] ) Dispozitivul este cunoscut sub denumirea de "rotary-vane".
[7] ) De fapt linia este un circuit de întârziere, deoarece timpul t = l/vf este cel ce nu depinde de frecvenţă.
[8] ) Acest dispozitiv este cunoscut şi sub denumirea de defazor Fox.
[9] ) Vezi cursul de Circuite de Microunde.
Trimiteți un comentariu